系统会永久监控输入和输出电压、MOSFET 电流和芯片温度，以保护系统免受可能出现的过载，从而使 PFC 级不仅稳健，而且可靠。除 OVP 保护外，还提供了以下保护方法：
1）最大电流限制：电路会检测 MOSFET 电流。如果检测到的电流超过了设定的电流限值，则将其关断。此外，由于电感器饱和或旁路二极管短路等原因，当电流达到限值的 150% 时，电路将进入低占空比操作模式。
2）欠压保护：当反馈引脚电压 (VFB) 降至 300 mV 以下时，该电路将关断，并且在 VFB超过 530 mV 之前一直保持关断状态。当在低压下启用输入电压跟随升压(follower boost)时，FB 引脚拉动 25 uA 电流 (IFB(LL)) 以调低输出电压，而 UVP 迟滞阈值则增大至 1.2/1.3 V。如果启动时交流线路过低或反馈网络出现故障（例如反馈引脚发生意外接地短路故障），此功能可保护 PFC 级。
(资料图片)
3）冗余过压保护 (OVP2)：CS/ZCD 多功能引脚用于检测过高的输出电压电平，并在反馈网络发生错误（电阻值错误、老化效应…）时防止破坏性输出电压失控。
与 TSOP−6 版本相比，SOIC−8 选项还带有由 DIS 引脚控制的睡眠模式。该引脚上的高电平或开路会禁用控制器，并将 ICC 偏置电流降至 20 μA 以下（典型值）。此功能有助于满足苛刻的待机功耗要求。
图 1：系统板的电路图
面向 50 Hz/60 Hz 应用。实际上，通常是在 47−63 Hz 的范围内指定该值。对于“保持时间”等的计算，必须考虑指定最低值。
这是 PFC 级必须运行的最小 rms 输入电压。该值通常比最小典型电压（许多国家为 100 V）低 10−12%。我们将取：(Vline,rms)LL90 V。
这是最大 rms 输入电压。它通常比最大典型电压（许多国家为 240 V）高 10%。我们选择：(Vline,rms)HL264 V。
这是高压线调节电压。Vout,nom必须高于 (√2 · (Vline,rms)HL)。我们的目标值是 390 V。
NCP1623A 输入电压跟随升压(follower boost)功能提供了在低压下选择较低调节电压的能力，以实现 PFC 级的尺寸和效率优化。该值通常被设置为略高于高压检测阈值。我们的目标值是 250 V。
此参数通常以输出电压的百分比来指定。必须选择等于或低于 6% VFB磁峰-峰值纹波，以免在正常操作中触发动态响应增强器 (DRE)。
此参数指定在线路压降期间输出保持有效的时间。通常指定单线周期。此要求需要了解 PFC 级输出上为确保应用正常运行所需的最小电压 (Vout,min)。我们已经假设 (Vout,min= 180 V) 足够高，可以向下游转换器提供足够的输入电压。
这是 PFC 负载的功耗。
这是最大输出功率，在我们的应用中为 150W。
这是在正常运行时可以从电源获取的最大功率。该值是在满载、低压条件下获得的。假设在这些条件下的效率为 95%，我们将使用：
（公式1）
在重载条件下，NCP1623A 将于临界导通模式 (CrM) 下运行。因此，电感器、大容量电容和功率硅器件的尺寸通常与其他 CrM PFC 的相同。本章不会详细说明这一过程，而是强调几个关键点。
电路的导通时间受到内部限制。PFC 级可以提供的功率取决于电感器，因为 L 值将确定给定导通时间的电流上升。具体而言，以下公式给出了 PFC 级的功率能力：
（公式2）
电感器越小，PFC 级的功率能力就越高。因此，L 必须足够低，以便可以在最低线路电平下提供全功率：
（公式3）
与传统的 CrM 应用一样，以下公式给出了其他重要参数：
（公式4）
（公式5）
在我们的应用中，电感器必须满足以下要求：
（公式6）
Ton,max（典型值为 12.5 μs）的最小值为 10.8 μs，将用在公式 6 中，因为这是计算 L 时的最坏情况。建议选择比公式 6 返回的电感值至少小 25% 的电感值，以获得充足的裕量。为了系统的紧凑性，选择的是 200 μH 电感器。它由用于零电流检测的 10:1 辅助绕组组成。可以看到，CrM 操作中的开关频率取决于电感器值：
（公式7）
例如，在低压、满载（正弦曲线顶部）条件下，开关频率为：
（公式8）
上述计算对应的低压调节电压为 250 V。
在实际设计中，PFC 输出功率在输入电压过零点时不理想，因此实际导通时间将延长，以调节所需的负载。与公式 4、公式 5 和公式 7 中的计算结果相比，随着导通时间的延长，电感器峰值和 rms 电流会升高，而开关频率则降低。因此，建议在公式中增加至少 20% 的裕量。
一般而言，二极管桥和功率开关被置于同一散热器上。根据经验，可以估算散热器必须满足如下散热目标：
在我们的应用中，采用的是：
开关损耗不易计算，我们不作预测。相反，根据经验，我们会假设损耗预算等于 MOSFET 导通的损耗预算。实验测试将检验它们是否低于估算值。
升压二极管是以下导通损耗的来源：IOUT· Vf，其中 IOUT是负载电流，而 Vf是二极管正向电压。在低压条件下（调节电平设置为 250V 时），最大输出电流为 0.4A，二极管导通损耗在 0.4W 范围内（假设 Vf= 1 V）。PDIODE= 0.4 W。
在定义大容量电容时，通常主要有三个标准/约束：
（公式11）
其中 (ω = 2π · fline) 是线路频率。
磁峰-峰值 FB 引脚电压纹波 (δVFB)pk−pk通常低于 FB 参考电压 (VREF= 2.5 V) 的 ±3%（6% 磁峰-峰值），以免在正常操作中在良好的裕量下触发 OVP 和 DRE 功能。反馈电阻分压比由下式给出：
（公式12）
因此，磁峰-峰值 FB 电压为：
（公式13）
由此，在 47 Hz 线路频率下，将 VFB纹波限制在 6% 的最小 CBULK为：
（公式14）
（公式15）
其中，保持时间为 10 ms。
Rms 电流取决于负载特性。假设知道电阻负载，我们可以推导出其大小的以下近似表达式：
（公式16）
在我们的应用中，采用的是：
（公式17）
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